2018, Vol. 50
引用本文 | doi: 10.16356/j.1005-2615.2018.05.016 |
2. 南京航空航天大学自动化学院, 南京, 210016
2. Collge of Automation, Nanjing University of Aeronautics & Astronautics, Nanjing, 210016, China
近年来，功率变换方面的研究越来越重视电源效率及功率密度问题。随着信息技术、计算机系统、电动汽车以及航空航天等领域的快速发展，对具有高效率、高功率密度模块电源的需求显著增加。因此，对广泛用于计算机、电信、数据中心、电池充电器、工业和航天中高效率和高功率密度隔离DC-DC变换器的研究一直是热点。新兴宽禁带半导体器件氮化镓(Gallium nitride，GaN)功率晶体管，具有很低的导通电阻、寄生电容，这使得它具有损耗小、开关速度快的优点；因为电气参数优异，GaN器件能有效提高功率变换器的工作频率，并且取得更高的效率和功率密度；它们能在几纳秒之内切换几百伏的电压，这就给了它们工作在上兆赫兹的能力[1, 2]。
GaN在负载点(Point of load，PoL)变换器、数据服务器以及高性能通信服务器中使用的50~250 V电源领域已经引起广泛关注；与此同时, 高压GaN器件在开关电源适配器、太阳能电池板光伏逆变器、电机驱动以及电动汽车等领域的应用也越来越广泛；随着变换器功率密度、效率等要求的进一步提高，GaN器件的应用会越来越广泛，需求将越来越大[3]。矩阵变压器从单个变压器演变而来，其定义为相互连接的元件阵列使其功能和单个变压器一样，即将单个变压器分为多个。对于高压输入、低压大电流输出的场合，选择原边串联副边并联的结构最为合适。
在上述应用中，数据中心服务器的效率性能和成本是最引人关注的。在数据中心内，所有主要设备如多核处理器、存储器、芯片组和硬盘驱动器都由12V总线供电。国际电子制造计划提出一种将变换器直接放置在主板上的架构，如图 1所示。这种架构可以避免使用庞大的电缆并解决与之相关的损耗问题。为了将高压DC-DC转换器放置在CPU母板上，该转换器必须效率高、密度高以与其他设备兼容。目前，大多数380 V/12 V隔离变换器产品工作于50~100 kHz，功率密度小于114 W/in3，且体积过大不能直接放置在母板上[4]。为了适应上述应用需求，开发具有高效率、高功率密度和隔离DC-DC变换器是工业界关注的热点。
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图 1 数据中心的分布式电源系统 Figure 1 Distributed power system in the data center |
LLC谐振变换器以其可在全负载范围内实现原边开关管的零电压开关(Zero voltage switch，ZVS)开通和低关断电流、副边整流器的零电流开关(Zero current switch，ZCS)和有效抑制电磁干扰的优势，一直成为高功率密度和高效率DC-DC场合的首选。GaN器件在LLC变换器中的应用可以将开关频率提高到MHz，并且在400/12 V，300 W和1 MHz情况下相对Si器件，可以减小20%损耗[5]。但是其输出功率只有300 W，功率不够高。在高频、kW输出场合，功率变压器的性能对变换器的性能有着极大的影响。在输出低压大电流的情况下，副边绕组并联不可避免。副边采用印刷电路板(Printed circuit board, PCB)绕组可以方便输出滤波器和滤波电容的集成，以减小漏感和绕组终端损耗[6]。但是为了完成整个变压器，多个单元需要并联连接；原副边都是并联则不可避免地存在均流问题且原边绕组连接也非常复杂。上述问题可以通过原边串联，副边并联的变压器结构来解决[7]。但是这种原边利兹线，副边PCB绕组并联结构依旧连接复杂，而且对于单个变压器在此种低压大电流的场合可能难以设计，多个绕组堆叠并联输出导致磁芯偏高，功率密度难以提高、漏感大、绕组电流密度大和散热性能不够良好等问题。矩阵变压器技术能降低变压器高度、有效地降低绕组的磁动势(Magnetic motive force，MMF)，从而减小漏感和绕组的交流阻抗并且将热分散，进一步提高功率密度和效率[8, 9]，但是文中没有给出详细的设计过程，并且原副边不都是GaN器件。
本文针对计算机、数据中心的应用需求，研究高效率和高功率密度隔离DC-DC变换器。首先分析传统半桥LLC谐振变换器工作原理及其相对其他变换器的优势；接着对传统半桥LLC进行优化，功率管均采用GaN器件，采用矩阵变压器和同步整流技术得到主电路拓扑并给出详细参数设计，同步整流方案与变压器仿真结果；最后搭建样机进行实验验证。
1 LLC谐振变换器软开关PWM变换器可以实现开关管的零电压开关，从而可以降低开关损耗、提高开关频率，然而传统软开关PWM变换器的问题依然存在。一是ZVS可能无法在全负载范围内保持；二是副边整流器电压电流变化急剧，会承受很高的开关损耗和电压应力。与软开关PWM变换器相比，LLC谐振变换器具有很大的优势：(1)可在全负载范围内实现原边开关管的ZVS开通和低关断电流；(2)副边整流器可以实现ZCS；此外它还能更好地抑制电磁干扰。因此LLC谐振变换器更适合高功率密度，高效率DC-DC场合。传统的半桥LLC谐振变换器拓扑如图 2所示，它由开关网络、谐振网络和整流滤波网络构成。开关网络由两个主开关管构成半桥结构，采用占空比为50%带有死区的互补驱动方式驱动，主要用来产生对称的方波电压。LLC谐振网络由谐振电感Lr、激磁电感Lm和谐振电容Cr构成，Cr同时也起着隔直电容的作用。变压器副边整流网络由二极管D1，D2组成全波整流，输出电压经过Co滤波后给负载供电。
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图 2 半桥LLC谐振变换器 Figure 2 Half-bridge LLC resonant converter |
开关频率小于谐振频率是LLC谐振变换器最常见的工作区域，其工作波形如图 3所示。
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图 3 半桥LLC工作波形图 Figure 3 Working waveforms of half-bridge LLC |
2 LLC谐振变换器优化设计 2.1 拓扑设计 2.1.1 功率器件选取
硅是一种广泛应用的半导体材料。相比于锗、硒等其他半导体材料，硅的优势在于具有更高的可靠性、使用方便，成本也相对较低。但是，任何东西都有其极限，Si半导体材料也不例外，经过多年发展，Si器件已经难以进行创新来适应当今社会对开关电源高频、高效率以及高功率密度的严格需求，这就促使新材料器件的产生。新出现的宽禁带半导体器件GaN寄生电容小、开关速度快且导通损耗小；应用GaN器件能将变换器的开关频率提上一个新的台阶，从而大大提高功率密度。本文应用GaN器件作为主功率管，将开关频率推至1MHz, 原边选用Gansystem公司的GS66508B高压GaN器件，驱动芯片采用Si8273隔离驱动芯片；副边选用EPC公司的EPC2015C器件，驱动采用同步整流芯片NCP4305直接驱动。
2.1.2 矩阵变压器技术平面变压器相对传统绕线型变压器有许多突出的优势，主要体现为：有更低的外形轮廓、更高的表面积与体积比，这就会有更好的温度特性；由PCB机器制造的绕组更精确和一致，使得磁性元件设计具有高度可控和可预测性的寄生参数；PCB绕组之间易于实现夹绕，且分布安排更合理[10]。但是，单个平面变压器在此种低压大电流的场合可能难以设计。磁芯偏大、漏感大、绕组电流密度大、散热性能不够良好以及副边同步整流管电流应力大等都是面临的问题。
本文应用矩阵变压器技术(图 4)对此种低压大电流的场合进行优化。应用原边串联副边并联的矩阵变压器结构不仅能够自动实现副边均流，还通过多个并联的输出绕组实现分流，减少副边开关管的导通损耗, 并通过在多个元件上分配功率损耗来提高散热性能。另一方面，矩阵变压器结构还能有效地降低绕组的磁动势，从而减小漏感和绕组的交流阻抗。不仅如此，矩阵变压器还易于实现与副边同步整流管的集成，减小终端损耗和环路电感。
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图 4 矩阵变压器结构图 Figure 4 Structure of matrix transformer |
2.1.3 同步整流技术
低压大电流输出情况下，二极管整流已经难以满足高效率的要求。相比之下，开关管导通时的电压比二极管导通时的电压小得多，因此，本文应用同步整流技术来减小副边导通损耗。副边同步整流基本原理如图 5所示，当电流Isd为图中所示方向时，GaN器件反向导通，Uds变为负，NCP4305通过CS脚检测到电压小于-75 mV，此时芯片DRV脚会给出驱动信号，而一旦Uds电压高于0 V，则驱动消失。
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图 5 同步整流基本原理 Figure 5 Basic principle of synchronous rectification |
2.1.4 主电路拓扑
结合GaN，矩阵变压器技术和同步整流技术，可以得到主电路拓扑。基于GaN和矩阵变压器的主电路拓扑如图 6所示，原副边均为GaN新型器件，单个变压器分成了4个原边串联，副边并联的小变压器；副边同步整流通过用IC检测同步整流管漏源极电压来相应的产生驱动信号。
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图 6 基于GaN和矩阵变压器的半桥LLC主电路拓扑 Figure 6 Main circuit topology half-bridge LLC based on GaN and matrix transformer |
2.2 关键参数设计
LLC谐振变换器在谐振点的效率最高，所以按照额定工作点在谐振频率处进行设计，取输入电压Vin_nom =380 V，输出电压V0，此时，变换器的直流增益为M为1。由此可得变压器的匝比n, 取n=16。
| $ n = \frac{{M{V_{{\rm{in\_nom}}}}}}{{2{V_{\rm{o}}}}} = 15.833 $ | (1) |
再由最小、最大输入电压Vin_min =360 V，Vin_max =400 V，最大、最小输出电压Vomax=12.2 V，Vomin=11.8 V，可得相应的最小、最大电压增益，有
| $ {M_{\min }} = \frac{{2n{V_{{\rm{omin}}}}}}{{{V_{{\rm{in\_max}}}}}} = 0.944 $ | (2) |
| $ {M_{\max }} = \frac{{2n{V_{{\rm{omax}}}}}}{{{V_{{\rm{in\_min}}}}}} = 1.944 $ | (3) |
λ为激磁电感Lm与谐振电感Lr的比值，其值越小，获得相同电压增益的频率变化范围越小，越大则原边开关管导通损耗和开关损耗越小，因为λ越大则表明激磁电感越大，而原边、副边电流的有效值都只和激磁电感和频率有关，激磁电感越大，有效值电流越小；原边开关管开关损耗只包含关断损耗，而关断电流是激磁电感的电流峰值，所以只要激磁电感越大，关断电流就越小，这样开关损耗越小。综合考虑，取λ=4。二元件谐振频率为额定开关频率1 MHz，式(4)为直流电压增益，其中归一化频率fn = fs/ fr，Q为品质因数。
| $ M\left( {\lambda ,{f_{\rm{n}}},Q} \right) = \frac{1}{{\sqrt {{{\left( {1 + \frac{1}{\lambda } - \frac{1}{{f_{\rm{n}}^2}}} \right)}^2} + {{\left( {{f_{\rm{n}}} - \frac{1}{{{f_{\rm{n}}}}}} \right)}^2} \times {Q^2}} }} $ | (4) |
根据最大、最小直流电压增益，选取Q=0.6时的曲线作为满载工作曲线，根据式(5，6)可以解出Lr =2.8 μH, Cr =8.9 nF。相应的Lm=11.4 μH。
| $ {f_{\rm{r}}} = \frac{1}{{2{\rm{ \mathsf{ π} }}\sqrt {{L_{\rm{r}}}{C_{\rm{r}}}} }} = 1 \times {10^6}{\rm{Hz}} $ | (5) |
| $ Q = \frac{{{{\rm{ \mathsf{ π} }}^2}\sqrt {\frac{{{L_{\rm{r}}}}}{{{{\rm{C}}_{\rm{r}}}}}} }}{{8{n^2}{R_{{\rm{dc}}}}}} = 0.6 $ | (6) |
矩阵变压器是在平面变压器的基础上加以改进，将一个变压器整体分为多个，但整体性能和单个一样，这样就可以有效地将大电流进行分散，减小绕组损耗。由于变压器的匝比为16:1，可分为4个原边串联，副边并联的4:1变压器。原边电流的有效值见式(7)，副边全波整流单个绕组的电流有效值见式(8)。
| $ {I_{{\rm{prms}}}} = \frac{{{V_{\rm{o}}}}}{{8{R_{\rm{L}}}n}}\sqrt {\frac{{2{n^4}R_{\rm{L}}^2}}{{L_{\rm{m}}^2f_{\rm{s}}^2}} + 8{{\rm{ \mathsf{ π} }}^2}} = 6.506\;{\rm{A}} $ | (7) |
| $ \begin{array}{*{20}{c}} {{I_{{\rm{srms}}}} = \frac{1}{4} \times \frac{{\rm{ \mathsf{ π} }}}{4}\frac{{{V_{\rm{o}}}}}{{{R_{\rm{L}}}}}\sqrt {\frac{{\left( {5{{\rm{ \mathsf{ π} }}^2} - 48} \right){n^4}R_{\rm{L}}^2}}{{12{{\rm{ \mathsf{ π} }}^4}L_{\rm{m}}^2f_{\rm{s}}^2}} + 1} = }\\ {16.461\;{\rm{A}}} \end{array} $ | (8) |
由于副边电流较大，变压器副边绕组只取1匝，并取磁感应强度最大值Bm=0.05 T，磁摆幅最大值ΔB= 2 Bm。
根据式(9)可得变压器的磁芯面积为
| $ {A_{\rm{e}}} = \frac{{{V_{\rm{o}}}}}{{2{f_{\rm{s}}}\Delta B{N_{\rm{s}}}}} = 60\;{\rm{m}}{{\rm{m}}^2} $ | (9) |
选取东磁ECW23A型号磁芯，相应的Ae为61 mm2，可保证PCB绕组宽度是5 mm，取原副边电流密度为Jp =15 A/mm2，Js =15 A/mm2，PCB绕组厚度为2盎司，则相应的原副边所需要并联的层数为
| $ {C_{\rm{p}}} = \frac{{{I_{{\rm{prms}}}}}}{{0.07 \times 5{J_{\rm{p}}}}} = 1.239 $ | (10) |
| $ {C_{\rm{s}}} = \frac{{{I_{{\rm{srms}}}}}}{{0.07 \times 5{J_{\rm{s}}}}} = 3.135 $ | (11) |
取Cp=1, Cs=3，由于副边是全波整流，有两个绕组，所以构成所需平面变压器一共需要4 Cp+2 Cs=10层板，兼顾成本，这10层板由2个6层板构成，主板内包含5匝绕组，另外5匝以叠绕组的形式，通过通孔焊盘与主板相连。平面变压器的绕组排布方式为PPSPPS(S代表副边，P代表原边)，副边放在最下层以方便副边同步整流管，输出电容与副边绕组的集成，减小由过孔带来的损耗。
由于平面矩阵变压器采用PCB作为绕组，一旦生产加工就无法改变，所以在制作之前有必要进行有限元仿真分析，初步获得激磁电感、漏感Rac的值以用于分析计算，还可以得到绕组电流密度分布。
在Maxwell仿真软件中建立变压器仿真模型，由仿真结果可得激磁感Lm=2.7 μH, 漏感Lσ=200 nH, 原边绕组交流电阻Rac_pri=70 mΩ，副边绕组交流电阻Rac_sec=5 mΩ。根据电流密度分布可以对变压器绕组进行优化，解决边缘磁通切割绕组造成局部过热的问题。
2.4 闭环系统结构本文采用数字控制的调频控制，图 7给出了变换器数字控制方案框图，采用ST公司STM32F407控制芯片。通过采样输出电压，经过PI调节器，DPWM根据PI控制的结果生成频率变化的PWM信号，Driver驱动器生成驱动型号，驱动GaN器件，控制输出电压稳定。
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图 7 数字控制方案 Figure 7 Block diagram of digital control |
3 实验结果及分析
为了验证理论分析的正确性，搭建了1台1 MHz, 380 V/12 V和1 kW LLC谐振变换器实验样机，实验样机的参数见表 1，主要元器件型号如表 2所示。
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表 1 实验样机参数 Table 1 Parameters of prototype |
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表 2 主要元器件列表 Table 2 List of main components |
原边功率管和副边同步整流管均是GaN新型器件，分别是Gansystem和EPC公司的。磁芯材料为东磁的高频磁芯材料DMR51，变压器激磁感和漏感均用作了谐振元件。样机功率密度达到300 W/in3，是传统的将近3倍。实验样机如图 8所示。
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图 8 实验样机图 Figure 8 Experimental prototype |
轻载时，半桥下管的漏源电压、驱动电压和谐振电流的稳态波形如图 9所示，通道1为谐振电流波形，通道2为驱动电压波形，通道R2为漏源极电压波形。可以看出当Vds为零时，Vgs才开始上升，即实现了原边开关管的ZVS。
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图 9 轻载半桥下管Vds和Vgs及谐振电流波形 Figure 9 Vds and Vgs and resonant current waveforms of the low-side transistor at light load |
副边同步整流管的漏源极电压Vds和栅源极电压Vgs的稳态波形如图 10所示。图中所示全波整流同步整流管SR1，通道1为谐振电流波形，通道2为同步整流驱动电压波形，通道3为漏源极电压波形。同步整流芯片通过检测同步整流管的漏源电压的正负来产生驱动信号。可以看出，从漏源极电压比0小到同步整流驱动开始上升，之间仍然有一定的延迟时间，这是同步整流芯片产生的延迟，在十几纳秒左右；而漏源电压一旦大于0，驱动电压立即下降，基本没有延迟。整体可以看出同步整流工作正常。
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图 10 满载同步整流管Vds和Vgs波形 Figure 10 Vds and Vgs waveforms of the synchronous rectifier at full load |
图 11为实测1 MHz, 1 kW和380 V/12 V样机效率曲线，在1 MHz的高频下，样机效率依旧高达94%，功率密度达到300 W/in3。
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图 11 样机效率曲线 Figure 11 Efficiency curve of the prototype |
4 结束语
本文针对数据中心服务器对高效高功率密度隔离DC-DC变换器的应用需求，分析了LLC谐振变换器在这种应用场合的独特优势；通过应用GaN新型器件将开关频率提高到1MHZ, 进而提高了功率密度；在低压大电流的应用场合，通过应用矩阵变压器和同步整流来进一步优化传统LLC变换器，减小了漏电感和交流绕组损耗。最后搭建了1台1 MHz, 380 V/12 V和1 kW LLC谐振变换器实验样机，效率高达94%，功率密度达到300 W/in3。
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